高压直流变换：SST、LLC DCX 与板级供电的协同

从中压交流到 GPU 核心电压，供电系统要同时处理隔离、变比、稳压与能量缓冲。把更多功率沿 800 V 直流输送，可以显著降低配电电流；转换器的设计则决定这种配电优势能否保留到负载端。SST、侧柜 AC/DC、机架隔离 DC/DC 和板级变换器分别面对不同电压、空间和动态条件，技术选择需要沿完整电力路径展开。S018 pp. 144–150, 166–172

前级转换从整流能力走向受控的电源接口#

设施 AC/DC 存在几类技术路线。多脉冲二极管整流结构成熟，但输出直流随输入交流波动，电压与功率调节能力有限；有源前端能够调节直流电压及交流输入电流，输出电压范围受升压、降压或升降压拓扑约束。加入工频变压器可以提供中压接入和隔离，同时增加体积与重量。采用中高频磁性器件的 SST 则把隔离与受控变换组合到功率电子系统中，具体故障电流能力取决于拓扑及控制。S018 pp. 145–150

这些差异直接影响接地与保护。无隔离 AC/DC 的交流侧和直流侧接地相互关联；有隔离变换器允许两侧使用独立接地体系。故障馈电型变换器在短路时可能继续通过功率路径向直流侧供能，故障限流型可以将其功率变换贡献限制在额定电流附近或切断。两类系统都仍有暴露在母线上的电容放电分量，因此器件选型需要同时考虑初始峰值和持续故障阶段。S018 pp. 146–150

SST 草案把上述能力具体化为接口目标：800 V 单极输出，50%–100% 利用率下功率链路效率至少 98%；故障配合建议采用 150% 恒流、150 ms，过载能力则采用 120% 恒压、5 s。效率、过载和故障限流描述的是不同工作状态，评审时应分别验证。该草案还把控制遥测辅助电源与功率器件驱动、冷却辅助电源分开，使设备停止主功率变换后仍能保留状态和故障信息。S026 pp. 8–10, 16

侧柜前端还可以采用三相 Vienna PFC。Renesas 讨论用双向阻断与导通的 GaN 开关替代背靠背器件，简化功率路径和悬浮高压驱动，并通过提高开关频率缩小升压电感。这里器件的双向开关能力服务于整流电路实现，系统能量流向仍按具体前端拓扑定义。其接口任务是产生受调节的高压直流母线，同时满足输入功率因数；下游 DCX 可以据此围绕更稳定的变换区间优化。S027 pp. 17–18

800 V 到低压母线的变换，需要兼顾变比与功率扩展#

将 800 V 转成约 48–50 V，工程压力落在高压端开关损耗、隔离磁件和低压端大电流上。Renesas 的设计以 3 kW、400 V→48 V 半桥 LLC DCX 为基础：两块输入串联分担 800 V，输出并联形成 6 kW；两套 6 kW 单元再将输入与输出并联，形成 12 kW 的架构。输入串联解决耐压分担，输出并联解决低压端功率扩展，单块电源的磁件和整流结构因此可以复用。S027 p. 9

读原图时，先看中间两块 3 kW 单元的输入串联与输出并联，再看左侧两套 6 kW 如何并联成 12 kW。右侧展开到半桥、谐振网络与次级整流，说明模块组合背后的基本电路。图中的 GPU 方框表示负载方向，实际核心电压还需要下游稳压级。

原图节选：S027，物理第 9 页，Figure 6。12 kW 系统的模块扩展架构；该文实物测试的基础单元为 3 kW。

串联输入的设计还要求各块工作点协调。固定变比模块的输出跟随各自输入，输入不一致会影响输出均流。LVDC 机架章节因此分别讨论固定变比与稳压型变换器的连接方式：固定变比方案优先让模块获得相同输入电压，双极系统的稳压模块则可采用帮助两极电流平衡的连接。连接方式、是否分布中点与均流误差之间有直接关系。S018 pp. 180–181

LLC DCX 把精确稳压交给下游#

LLC 的谐振网络允许开关在合适工作区域实现软开关。常规稳压 LLC 通过改变开关频率调节输出；DCX 以近似固定变比工作，围绕谐振点运行，让初级获得零电压开关 ZVS、次级获得零电流开关 ZCS。下游 DC/DC 和 VRM 承担精确电压调节，因此这一隔离级可以围绕高效率、高频率和高密度优化。S027 pp. 9–10

这种分工对上游母线提出条件。以固定变比近似表示，$V_{\mathrm{out}}\approx V_{\mathrm{in}}/n$，其中 $n$ 是有效变比；输入电压变化会传递到输出，下游必须接受相应电压窗口。线路跌落、droop、负载瞬态和保持电容引起的电压变化都需要纳入接口预算。LVDC 对宽电压带与窄电压带的讨论正好对应这一取舍：更宽的配电工作区间便于能源与储能耦合，更窄的机架输入区间有利于紧凑的高密度转换。S027 p. 10 S018 pp. 61–74

SST 草案把静态纹波、静态调节和动态调节分别列出，静态部分为 0.5% 纹波加 1% 调节／droop，动态调节目标为 3%；线路寄生带来的额外预算仍待配电参数确定。LVDC 机架章节又区分连续运行、短时低压、微秒级扰动和掉电保持。前级输出、线路末端和后级输入具有不同测量位置，把这几层电压窗口逐项连接，才能判断固定变比模块在实际机架里是否保留软开关、功率与热余量。S026 p. 14 S018 pp. 172–174

固定频率减轻了逐周期实时调压的计算需求，但控制系统仍需要生成主次级 PWM、完成同步整流、监测故障和执行启停。3 kW 设计使用位于次级参考地的 MCU，初级 PWM 通过隔离高速驱动通道传递。辅助电源还必须在高压母线接入、断开和主转换停止时维持正确的启动与关断次序。这些控制与辅助路径共同构成了隔离系统。S027 pp. 12–14

磁件、整流和封装共同决定高频收益#

开关频率提高能够缩小磁性器件，却也提高驱动、布局和寄生参数要求。3 kW LLC DCX 使用两只 650 V、30 mΩ GaN 初级器件，次级使用两相全桥同步整流，每相承担约 1.5 kW；文中设计频率范围为 650 kHz–1 MHz。两相结构将大电流分开处理，降低单相器件并联以及漏感、驱动和热管理的难度。S027 pp. 12–13

矩阵变压器进一步把磁路、绕组、同步整流和输出电容联合设计。多磁柱结构通过磁通组织降低磁芯损耗，平面绕组与 PCB 集成缩短高电流端接路径，同时要求各相漏感可控。这里的功率密度来自磁件与电路布局的共同优化。单独提高器件开关频率，还需要处理增强绝缘、电气间隙、爬电距离和散热结构，最终才能形成可制造的模块。S027 pp. 11–15

实物证据集中在基础单元。作者制作并测试了 3 kW、400 V→48 V 原型，约 650 kHz 波形显示初级 ZVS 和次级 ZCS；更紧凑的 12 kW 外形仍属于持续优化目标。800 V→12 V 的 64:1 扩展采用更多次级中心抽头分支以分担电流，文中约 96.7% 的 3 kW 效率是 Simplis 支持的估计值。该结果提供了缩减变换级数的研究方向，器件与热设计的验证仍需随方案完成。S027 pp. 14–17

50 V、12 V 与核心电压之间的级数选择#

保留 50 V 母线的优势在于成熟生态。12 kW AC PSU 与 18 kW HVDC PSU 都采用 50 V 空载、49 V 满载的窄范围输出，支持 4:1 固定变比和下游传统 12 V PoL。将高压隔离变换直接延伸到 12 V，能够省去中间一级，但同等输出功率下次级电流进一步提高，对整流相数、铜箔、磁件端接和板内传输距离提出更高要求。S021 pp. 10, 14 S028 pp. 9, 12 S027 pp. 12, 16

级数收益需要沿链路核算。对于依次经过的转换级，理想化链路效率可写为 $\eta_{\mathrm{chain}}=\prod_i\eta_i$；减少一级能够避免其损耗，但新拓扑可能在更高变比、更多低压电流和绝缘空间上付出代价。Renesas 同时讨论 48 V 直接到核心、更低中间母线以及垂直供电：靠近芯片背面送电可以缩短最后一段大电流路径，模块化磁件、驱动和先进封装由此成为板级供电的组成部分。S027 p. 6

产品级参数也需要沿同一链路比较。18 kW HVDC 模块规定 ±400 V 输入条件下峰值效率 98.5%、满载效率 97.5%，测量包含风扇并规定 25°C 环境与运行条件；12 kW AC 模块的峰值目标大于 97.5%，其 30%–100% 负载区间最低效率要求大于 96.5%。两者输入边界不同，前者的设施整流与配电损耗还要单独加入，才能比较端到端供电方案。S028 pp. 9–12 S021 pp. 10–13

负载分配还会改变每一级的效率工作点。多电源框为冗余而同时运行时，单模块负载率可能低于系统额定功率对应的直观比例；一块模块退出后，剩余模块又进入更高负载区。比较架构时应沿正常、降级和维护状态分别使用设备曲线，并加入风扇与辅助功率。高频 DCX 的开关优势、前端转换损耗和低压母线损耗，最终在这几个具体工作状态中相加，成为可核查的系统收益。S021 pp. 13, 19–20 S018 pp. 37–48

高压变换路线的评审因此需要同时检查三种匹配：器件、磁件与布局是否满足局部损耗预算；前后级是否共享电压和动态窗口；设施、机架和托盘的隔离与保护是否连续。具体模块组合见机架电源系统，输入阻抗、负载阶跃和储能缓冲见电力动态，接地、故障清除与试验边界见电源安全。